开关调节器

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开关稳压器,具有优良的电压调整率和负载调整率。能够提供2A的负载电流。有3.3V、5V 二种固定输出电压型和一个输出电压可调型。外围元件少,应用简单,内置频率补偿电路和固定频率振荡器。典型开关频率为150KHz,可以使用小尺寸的滤波元件。在额定输入电压和输出负载的条件下,输出电压容差为±5%,振荡频率的容差为±15%。待机电流为80μA(典型值),内置两级过流保护电路和过热保护电路。

开关调节器特征

  3.3V,5V 二种固定输出电压型和一个输出电压可调型

  内置固定频率为150KHz 的振荡器

  过热保护电路和限流保护电路

  输入电压最高到40V

  只需4 个外围器件

  可提供2A 负载电流

  待机电流80μA

  高效率

开关调节器主要电流波形

  开关调节器(Buck电路)最大的优点是损耗小、效率高。因此有必要了解整个电路的电流波形和数值,用于计算效率和了解电路的工作特点。

  开关管V导通时(设导通正向压降为零),加在滤波电感Lo上的电压为(Udc-Uo)。由于电感上的电压J叵定,所以流过电感的电流线性上升,其 斜率为=(Udc-Uo)/Lo,这使电感电流顶部有上升的斜坡,如图d所示。由于电感的电流不能突变,所以开关管V关断时电感两端电压的极性迅 速颠倒,以保持电感中的电流Iz不变。这种电压极性颠倒的现象称为“电感反冲”。如果没有接二极管D,则U1点电压会变得很负,以保持Lo上 的电流方向不变。但此时二极管D的导通将电感Lo前端电压钳位于比地低一个二极管导通的正向压降(约为1V)。

  此时,先前流过开关管V的电流I2现在转移流过二极管D,如图e所示。但这时电感Lo上的电压极性反向,幅值为(Uo+1),电感中的电流线性下 降,其斜率为=(Uo+1)/Lo,波形的顶部有下降斜坡,如图e所示。开关管V关断时间结束时,电感电流(流过二极管D)下降到I1此时开关管V再 一次导通,它的电流逐渐取代二极管D的正向电流。当开关管V中的电流上升到I1时,二极管D的电流降到零并关断,U1点的电压上升到(Udc-1) ,使D反偏置。

开关调节器主要电流波形

  这样,电感Lo上的电流是V导通时的电流(见图d)和V关断时D的电流(见图e)之和,即图f所示的电流ILoo可见,在输出电流Io的上下有斜坡纹 波动(I2-I1)。因此,可以推断图d、e中波形斜坡中点的电流值就是直流输出电流Ioo随着输出电流Io的改变,图d、e中的斜坡中点也会变化, 但斜坡的斜率不变。开关管V导通时,ILo的斜坡斜率始终为(Udc-Uo)/Lo,V关断时,其斜率始终为(Uo+1)/Loo

  但若Io减小使图d、e中的I1达到零,则将发生很大的变化。

开关调节器式直流稳压电源

  线性调节器,由于串联晶体管的高损耗使它很难在输出大于5A的场合下应用。因为高损耗要求用较大体积的散热器,而大体积的散热器及笨重的工频变压器,又与电路其他部件的集成小型化很不协调。这样的线性调节器输出负载的功率密度一般仅为0,2~0.3 wm,根本不能满足电路小型化的要求。

  20世纪60年代,取代线性调节器的开关调节器开始应用。它将快速通/断的晶体管置于输入与输出之间,通过调节通/断比例(占空比)来控制输出直流电压的平均值。此平均值电压由可调宽度的方波脉冲构成,方波脉冲的平均值就是直流输出电压。

  使用合适的LC滤波器,可以将方波脉冲平滑成无纹波的直流电压输出,其值等于方波脉冲电压的平均值。整个电路采用输出负反馈,通过检测输出电压并结合负反馈控制占空比,以稳定输出电压不受输人市电电压波动和负载变化的影响。

开关调节器式直流稳压电源

  这种开关调节器的功率密度可以达到1~4 W/in3,而且还可以获得与输人隔离的多组输出。它们也可以无须使用工频变压器,故有些DC/DC开关转换器的功率密度可以高达40~50 Win。

  图所示为最早的开关调节器(Buck转换器)式直流稳压电源的基本原理电路,其中开关管V作为单刀单掷开关与直流输入电压Udc串联。在开关周期Ts内,V导通的时间为TonoV导通时,U1点电压为Udc(设V导通的正向管压降为零)。V关断时,V1点电压迅速下降到零。若没有钳位二极管VD(也称续流二极管)将其钳位于地,则U1点电压波形会降得很负而损坏晶体管V。

  设此刻二极管D的压降也为零,则U1点电压波形为矩形波,如图b所示。在Ton时段电压为Udc,其余时间电压为零。该电压的直流值(或称平均值)为Udc(Ton/Ts)。

  LoCo滤波器接于U1和Uo电压之间,它使输出电压Uo。成为幅值等于Udc(Ton/Ts)的无尖峰无纹波的直流电压。

开关调节器式直流稳压电源的基本原理电路及工作波形

  如图 开关调节器式直流稳压电源的基本原理电路及工作波形

  采样电阻R1和R2检测输出电压Uo,并将其输入到误差放大器中与参考电压UREF进行比较。放大的误差电压Uea被送入到脉宽调节器(电压比较器 )PWM中,PWM比较器的另一个输入是周期为Ts,的锯齿波,如图a所示,其幅值一般为3V。PWM电压比较器产生的矩形波脉冲,即图c所示的UWM,它从锯齿波起点开始至锯齿波与误差放大器输出电压交点处结束。因此,PWM输出的脉冲宽度7on与误差放大器输出电压成比例。

  PWM脉冲输入到电流放大器,并以负反馈的方式控制开关管V的通/断。其逻辑关系是:若输入电压Udc稍升高,则误差放大器输出电压Uea将降低,使锯齿波与Uea交点提前,开关管V的导通时间7on缩短,使输出电压Uo=Udc(Ton/Ts)保持不变。同理,若Udc下降,则导通时间Ton正比的延长使Uo保持不变。开关管V导通时间的改变使采样电压总是等于参考电压,即UoR2/(R1+R2)=UREF。

开关调节器(Buck)的理想开关频率

  在任何周期Ts下,开关调节器(Buck)的输出电压均为Uo=UdcTon/Ts,这就提出了一个问题,即是否存在最佳的周期,以及周期选择的依据是 什么。首先人们会想到的是尽量把开关频率提高,以减小滤波器中Io和Co的体积重量。

  但是从整体上考虑,高开关频率不一定能减小开关调节器的体积。这可以从表示电路交叠损耗,因为交叠损耗与开关周期Ts,成反比,缩短开关周期会使交叠损耗增大,则开关管所需的散热器也应更大以限制开关管的温升。

  此外,开关管的损耗,而未考虑续流二极管D的损耗,这是因为D的反向恢复时间很短。反向恢复时间是二极管从其开始承受 反向电压瞬间到停止流过反向漏电流所经历的时间,应使用反向恢复时间为35~50 ns的超快恢复二极管作为续流二极管D。但即使是这种二极 管也会带来明显的损耗,此损耗与开关周期T,成反比。增加开关频率(缩短开关周期)的确可以减小滤波器呒、咣的体积,但会使总损耗增加 ,且需要更大的散热器。

  当然,开关频率在25~50 kHz范围内,开关调节器(Buck)的整个体积可以随开关频率的增加而减小,但频率超过50kHz时,这一优势就很有限 了,因为这样既增加了损耗,又要求有较大体积的散热器。

 
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