开关调节器特征
3.3V,5V 二种固定输出电压型和一个输出电压可调型
内置固定频率为150KHz 的振荡器
过热保护电路和限流保护电路
输入电压最高到40V
只需4 个外围器件
可提供2A 负载电流
待机电流80μA
高效率
开关调节器主要电流波形
开关调节器（Buck电路）最大的优点是损耗小、效率高。因此有必要了解整个电路的电流波形和数值，用于计算效率和了解电路的工作特点。
开关管V导通时（设导通正向压降为零），加在滤波电感Lo上的电压为（Udc-Uo）。由于电感上的电压J叵定，所以流过电感的电流线性上升，其 斜率为
=（Udc-Uo）/Lo，这使电感电流顶部有上升的斜坡，如图d所示。由于电感的电流不能突变，所以开关管V关断时电感两端电压的极性迅 速颠倒，以保持电感中的电流Iz不变。这种电压极性颠倒的现象称为“电感反冲”。如果没有接二极管D，则U1点电压会变得很负，以保持Lo上 的电流方向不变。但此时二极管D的导通将电感Lo前端电压钳位于比地低一个二极管导通的正向压降（约为1V）。
此时，先前流过开关管V的电流I2现在转移流过二极管D，如图e所示。但这时电感Lo上的电压极性反向，幅值为（Uo+1），电感中的电流线性下 降，其斜率为
=（Uo+1）/Lo，波形的顶部有下降斜坡，如图e所示。开关管V关断时间结束时，电感电流（流过二极管D）下降到I1此时开关管V再 一次导通，它的电流逐渐取代二极管D的正向电流。当开关管V中的电流上升到I1时，二极管D的电流降到零并关断，U1点的电压上升到（Udc-1） ，使D反偏置。
这样，电感Lo上的电流是V导通时的电流（见图d）和V关断时D的电流（见图e）之和，即图f所示的电流ILoo可见，在输出电流Io的上下有斜坡纹 波动（I2-I1）。因此，可以推断图d、e中波形斜坡中点的电流值就是直流输出电流Ioo随着输出电流Io的改变，图d、e中的斜坡中点也会变化， 但斜坡的斜率不变。开关管V导通时，ILo的斜坡斜率始终为（Udc-Uo）/Lo，V关断时，其斜率始终为（Uo+1）/Loo
但若Io减小使图d、e中的I1达到零，则将发生很大的变化。
开关调节器式直流稳压电源
线性调节器，由于串联晶体管的高损耗使它很难在输出大于5A的场合下应用。因为高损耗要求用较大体积的散热器，而大体积的散热器及笨重的工频变压器，又与电路其他部件的集成小型化很不协调。这样的线性调节器输出负载的功率密度一般仅为0，2～0.3 wm，根本不能满足电路小型化的要求。
20世纪60年代，取代线性调节器的开关调节器开始应用。它将快速通/断的晶体管置于输入与输出之间，通过调节通/断比例（占空比）来控制输出直流电压的平均值。此平均值电压由可调宽度的方波脉冲构成，方波脉冲的平均值就是直流输出电压。
使用合适的LC滤波器，可以将方波脉冲平滑成无纹波的直流电压输出，其值等于方波脉冲电压的平均值。整个电路采用输出负反馈，通过检测输出电压并结合负反馈控制占空比，以稳定输出电压不受输人市电电压波动和负载变化的影响。
这种开关调节器的功率密度可以达到1～4 W/in3，而且还可以获得与输人隔离的多组输出。它们也可以无须使用工频变压器，故有些DC/DC开关转换器的功率密度可以高达40～50 Win。
图所示为最早的开关调节器（Buck转换器）式直流稳压电源的基本原理电路，其中开关管V作为单刀单掷开关与直流输入电压Udc串联。在开关周期Ts内，V导通的时间为TonoV导通时，U1点电压为Udc（设V导通的正向管压降为零）。V关断时，V1点电压迅速下降到零。若没有钳位二极管VD（也称续流二极管）将其钳位于地，则U1点电压波形会降得很负而损坏晶体管V。
设此刻二极管D的压降也为零，则U1点电压波形为矩形波，如图b所示。在Ton时段电压为Udc，其余时间电压为零。该电压的直流值（或称平均值）为Udc（Ton/Ts）。
LoCo滤波器接于U1和Uo电压之间，它使输出电压Uo。成为幅值等于Udc（Ton/Ts）的无尖峰无纹波的直流电压。
如图 开关调节器式直流稳压电源的基本原理电路及工作波形
采样电阻R1和R2检测输出电压Uo，并将其输入到误差放大器中与参考电压UREF进行比较。放大的误差电压Uea被送入到脉宽调节器（电压比较器 ）PWM中，PWM比较器的另一个输入是周期为Ts，的锯齿波，如图a所示，其幅值一般为3V。PWM电压比较器产生的矩形波脉冲，即图c所示的UWM，它从锯齿波起点开始至锯齿波与误差放大器输出电压交点处结束。因此，PWM输出的脉冲宽度7on与误差放大器输出电压成比例。
PWM脉冲输入到电流放大器，并以负反馈的方式控制开关管V的通/断。其逻辑关系是：若输入电压Udc稍升高，则误差放大器输出电压Uea将降低，使锯齿波与Uea交点提前，开关管V的导通时间7on缩短，使输出电压Uo=Udc（Ton/Ts）保持不变。同理，若Udc下降，则导通时间Ton正比的延长使Uo保持不变。开关管V导通时间的改变使采样电压总是等于参考电压，即UoR2/（R1+R2）=UREF。
开关调节器（Buck）的理想开关频率
在任何周期Ts下，开关调节器（Buck）的输出电压均为Uo=UdcTon/Ts，这就提出了一个问题，即是否存在最佳的周期，以及周期选择的依据是 什么。首先人们会想到的是尽量把开关频率提高，以减小滤波器中Io和Co的体积重量。
但是从整体上考虑，高开关频率不一定能减小开关调节器的体积。这可以从表示电路交叠损耗，因为交叠损耗与开关周期Ts，成反比，缩短开关周期会使交叠损耗增大，则开关管所需的散热器也应更大以限制开关管的温升。
此外，开关管的损耗，而未考虑续流二极管D的损耗，这是因为D的反向恢复时间很短。反向恢复时间是二极管从其开始承受 反向电压瞬间到停止流过反向漏电流所经历的时间，应使用反向恢复时间为35～50 ns的超快恢复二极管作为续流二极管D。但即使是这种二极 管也会带来明显的损耗，此损耗与开关周期T，成反比。增加开关频率（缩短开关周期）的确可以减小滤波器呒、咣的体积，但会使总损耗增加 ，且需要更大的散热器。
当然，开关频率在25～50 kHz范围内，开关调节器（Buck）的整个体积可以随开关频率的增加而减小，但频率超过50kHz时，这一优势就很有限 了，因为这样既增加了损耗，又要求有较大体积的散热器。
