智能能手机如今已成为消费者的必备用品，它们的最大特点是具有大屏幕、能够上网、支持GPS并自带多媒体播放器，而所有这些基本功能都离不开电源适配器。手机用户通常在电池电量快用完时才开始充电，因此他们特别希望手机充电器具备快速充电能力。此外，手机充电器在充完电后往往会继续插在插座上,因此充电器除了能以高效率提供高充电电流外，还必须在未拔下时(空载条件下)消耗尽可能少的电能。若要设计出一款既能满足上述条件、对制造商而言经济可行，又能符合所有EMI要求的电源，必须同时考虑到诸多因素。
充电器和外部电源所消耗的总电量在住宅总用电量中占有很大的比重，这个问题已经引起了世界上各监管的注意。许多国家的全国性标准都是参照美国的能源之星规范建立起来的。能源之星外部电源2.0版(Energy Star EPSV2.0)规范根据输出功率的不同为要求的效率设定了滑动标准。对于5W充电器而言，其效率必须高于68%。满足这一限值可并非易事，这将会使如今市场上的大部分充电器被迫重新设计，或者停止销售。
智能手机制造商们也主张提高能效要求，因为降低能耗可以作为衡量企业勇于承担社会责任和吸引有环保意识的消费者的一种手段。在2008年年底，世界五大手机制造商(诺基亚、三星、索尼爱立信、摩托罗拉和LG)联合制定了手机充电器星级分级制度。为达到严格的五星级标准，充电器在空载模式下的功耗将不得超过0.03W(30mW),这一数字仅为当前正在实施的能源之星EPS规范2.0版所规定限值的十分之一。
Power Integrations(PI)作为集成电路生产商，致力于帮助电源设计师达到这些严格的规范要求。该公司开发出了一款5V 5W反激式充电器/适配器电路(详见《参考设计DI-158》)，其整个负载范围内的平均效率可达74%，比能源之星EPS 2.0版的要求高出6%。图1为能源之星对59款不同型号的外部电源进行测试的结果。无需增加设计复杂度，DI-158便可获得极高的性能，并能在生产环境中重复制造。
图2是一款5W通用输入恒压/恒流(CV/CC)充电器/适配器的电路设计图。本设计适用于手机电池充电器、USB充电器或任何有恒压/恒流特性要求的应用。该电路可为最高1A的负载提供5V恒流输出，精度为±5%。当需要更大负载时，电源将进入恒流模式，输出电压降低，使输出电流维持在1A±10%。
图2： 5W CV/CC通用输入充电器电源电路图。
这个电源电路是采用PI的LinkSwitch-II系列产品LNK616PG(U1)而设计的反激式电源。它不是传统的PWM控制器，而是采用开/关控制来维持恒压(CV)阶段的稳压。它通过跳过开关周期来维持输出功率水平，并通过调节使能与禁止开关周期的比值和初级限流点来维持稳压。这种控制方法在充电器设计中具有诸多独特优势。随着负载电流的增大，电流限流点也将升高，跳过的周期也越来越少，达到最大输出功率点时将不再跳过任何开关周期。当需要进一步提高功率时，输出电压会随之下降。控制器检测到压降后进入恒流模式。 在此模式下，随着电流需求的增大，开关频率将下降，从而实现线性恒流(CC)输出。图3给出了该电路的电流及电压性能。
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本设计中有几大要素可以实现高效率和低成本。变压器T1是其中的一个关键要素，其设计主要由U1中开关元件的性能来决定。LinkSwitch-II器件集成了700V功率MOSFET用作主要开关元件，这样可以使工作频率高达85kHz，几乎是具有竞争性的BJT设计最高工作频率45kHz的两倍。频率越高，就越容易减小变压器尺寸及其层数，从而降低变压器中的电容开关损耗。为降低变压器可能会产生的音频噪音，控制最大磁通密度非常必要。在每个周期开始时，U1中的MOSFET导通，流经T1初级绕组的电流则增大至LinkSwitch-II控制电路所允许的最大值。达到此值后，MOSFET关断，储存在T1中的能量会在磁场下降时转移至次级绕组。轻载条件下，初级限流点下降，从而降低变压器磁通密度。通过限流点控制、调整使能与禁止开关周期的比值并根据输出负载情况减低开关损耗，可以优化转换器在整个负载范围内的效率。
T1内的抽头次级绕组5-3-2-NC具有三种功能。绕组2-5可通过二极管D6向U1提供低压电源。从低压次级侧获取功率，而不是在初级侧降低电压，这样可以使电源在230VAC时空载功耗不超过50mW。
绕组2-3可向U1的反馈(FB)输入提供反馈信号。这个控制引脚可以根据偏置绕组的反激电压来调节恒压模式下的输出电压和恒流模式下的输出电流。采用这种设计后，不仅可以省去输出路径中的检测电阻，还可以省去一个光耦器和次级控制电路，从而大幅简化电源设计。这种控制技术还能够自动补偿变压器电感容差和内部参数容差随输入电压的变化。
变压器次级中的最后一个元素是绕组2-NC。这一设计是PI的E-ShieldTM技术的实现。此举可以改善EMI裕量，省去铜箔屏蔽层。
另一个需要考虑的关键元件是整流二极管D7。该二极管的性能对效率有重要影响，因为它要传送整个DC负载电流。二极管将要承受的峰值反向电压由初级开关元件的额定电压来决定。其他同类设计方案使用额定峰值电压为600V的开关，这些解决方案要求使用低反射输出电压(VOR)，并且D7必须选用60V肖特基二极管。LinkSwitch-II中集成的MOSFET能够维持700V的电压，使VOR取较高值。这样可以降低D7上的应力，从而能选用40V肖特基二极管。40V肖特基二极管不仅成本低廉，而且在2A时的正向导通压降只有0.5V，而60V肖特基二极管的正向导通压降为0.7V。这样可减少0.4W的峰值功耗，将效率提高5%。
采用700V MOSFET的另一个好处是，电路可以承受交流380V输入电压，这样设计的充电器可以在交流供电电压差别很大的国家(如印度、俄罗斯、中国等)始终可靠工作。
提高效率需考虑的最后一个关键要素是EMI控制。根据国际上的两大能效规范(EN 55022和CISPR 22 Class B)，产品必须符合EMI标准。电路设计自身必须产生较低的EMI。为不良设计添加抑制元件是我们所不提倡的，因为这样会增加成本、占用空间和吸收更多的功率。可喜的是，LinkSwitch-II器件集成了多个可降低EMI的有用功能。振荡器集成有频率调制功能，可以扩展频谱。电源在最高80kHz下工作时，峰值初级电流会低于最高频率为45kHz的设计，这样可以增加差模EMI裕量。这些功能以及E-Shield技术，大大简化了所需EMI抑制元件的设计，只需采用一些扼流圈、电阻和电容。
如图2所示，电路多个部分采取了防传导及辐射EMI设计。在AC输入部分，电感L1和L2以及电容C1和C2组成一个π型滤波器，对差模传导EMI噪声进行衰减。D5、R3、R4和C3组成RCD-R箝位电路，用于限制漏感引起的漏极电压尖峰。电阻R4的值较大，用于避免漏感引起的漏极电压波形振荡。C6和R8用来限制D7上的瞬态电压尖峰，并降低传导及辐射EMI。这些元件可以使电源拥有10dB以上的裕量，轻松满足EN 55022和CISPR 22 Class B标准。
图4为采用PI器件设计的电源电路样品，只需为数不多的元件即可设计出这种高效率充电器/适配器，并且完全满足EMI、安全性及耐用度等要求。
本设计所取得的效率要比能源之星EPS 2.0版规范的5W电源效率要求高6%，但相比之下，低于50mW的超低空载功耗也许更加意义非凡。假设充电器在充完电后长期插在插座上，那么与能源之星EPS 2.0版规范的要求相比，这种超低空载功耗在总能量节省中的贡献率可以达到90%以上。
在5V/1,000mA电源设计中，Power Integrations向我们展示了设计师如何做才能远远超出公认的最低能效要求，同时使产品既具成本优势又易于制造。
