本文介绍了采用DBF情况下的软件无线电结构,在数字下变频DDC(Digital Down Conversion)之后进行波束合成,使得复杂的自适应求权加权在基带进行,再考虑频谱估计和位同步解调。通过对多径衰落下的DBF模型介绍,阐述了DBF利用多径分集的方法,并分析相关性能。通过仿真,对系统进行了验证。
1 系统的基本组成
如果把软件无线电同DBF作为两个独立的部分,DBF的位置在A/D之后立即进行。这时的信号通常是中频信号,速率较高。自适应DBF要实现信号的波达方向DOA(Direction of Arrival)估计,并计算权矢量,运算量相当大。采用FPGA虽然速度可以得到保证,但对FPGA容量需求巨大,而且软件实现复杂。所以考虑DDC以后进行相关DBF操作,把中频信号转换为速率更低的基带信号。现有DSP器件可以完成相关信号处理,满足实时性要求[6]。图1为基于DBF的软件无线电接收机的组成结构图。
图1中,信号经过N个阵元接收后被并行处理。为简单起见,不考虑同道用户和多径,每个阵元接收信号为:


2 DBF实现多径分集
传统DBF单元的处理可分解为三部分:(1)信号采集,得到K次快拍,从而估计出信号协方差矩阵及其逆阵;(2)DOA估计,从而确定最优权矢量解;(3)利用权矢量进行信号加权,得到阵列输出。在衰落信道中,由于多径的存在,弱多径被视为干扰而被抑制,并未利用这些多径,这也正是本文要解决的问题之一。DBF多径分集,利用多径信号的不同来向,对每个多径产生一个权矢量,即形成多个独立方向图,主瓣指向不同的多径信号到达方向,从而实现分集。
2.1 衰落信道下阵列模型
对于频率选择性衰落,考虑接收机采用阵元个数为N,间距为d的均匀直线阵,并设信号的DOA为θ,以第一个阵元为坐标原点,则信号方向矢量为:

系数θ是常数,其意义在于保证主瓣期望信号方向上的增益为单位增益。对该路多径进行DBF加权,输出为:

同样的方法,根据式(11),并行产生L个权矢量。将所求权值分别与接收信号进行加权求和得到L路信号后,再合为一路便得到分集后的信号,如图2所示。但由于频率选择性衰落下各个多径间存在较大相对延时,必须对各个DBF支路输出信号进行延时校正后,才能叠加。延时校正通过各个DBF支路数据每帧同步头或者基带解调后数据的相干运算得到。经过分集作用的输出为:


对于平坦衰落,由于各个多径相对延时小于一个符号宽度,所以多径间只有幅度衰落不同而忽略相对延时,可以加权后直接L路叠加合并,较频率选择性衰落更为简单。此时,s(n-τl)=s(n)。
3 系统性能分析
通信系统中,接收SINR决定了系统容量和误码率。根据参考文献[8],传统DBF的阵列增益为:

4 系统仿真结果
仿真在软件无线电部分采用信源速率3 Mb/s、载波频率900 MHz、码元数目2 000、调制方式采用QPSK、脉冲成型滤波器选用平方根升余弦滤波器、16倍内插。接收端采用相干解调方式,抽样率由带通采样定理确定为48 MHz。数字波束合成部分采用8阵元线阵,快拍数目由码元数目以及采样率的乘积决定,协方差矩阵采用前向平滑的估计算法计算,使用最小功率准则下的最优权矢量完成加权处理。仿真中假设有三条多径,它们的时延分别为τ1=0,τ2=0.021,τ3=0.042,单位是θs;到达角度的余弦值分别为u1=-0.8,u2=-0.1,u3=0.5。
图3为系统采用分集接收时权矢量形成的波束图。可以看出系统在三路多径的到达角处分别形成主瓣,获得了多径分集增益。图4为平坦衰落信道环境中,模拟了3路多径信号,对无DBF处理、传统DBF处理、DBF处理中结合多径分集作用以及高斯信道中接收机的BER理论曲线进行对比。由图可知,分集作用下的数字波束合成输出能够得到较高的系统性能。图5为阵元数为4、6和8时系统的误码率曲线。该结果表明,阵元数量的增加也能够减少误码率。


参考文献
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