0 引言
由于开关电源技术的不断发展，开关电源被应用到越来越广泛的领域中。不但要求电源输出电压种类多元化，输入电压也多种多样，尤其直流输入电压范围比较广泛，本文设计了一种应用在列车上的电源。
1 主电路工作原理与设计
1．1 供电电路
该电源供电电路原理图如图1所示。
要求输入电压为DC 24(1±20％)V，输出电压为DC 110V，电流为3A。输入电压由外部电源提供，同时具有外接蓄电池功能。当V1(外部DC24V)输入正常时，由V1向电源供电，同时V1向蓄电池充电，并提供LED指示，当V1输入欠压(≤21V)、过压(≥30V)时由V2(蓄电池)向电源供电并提供LED指示。当蓄电池≤21V时切换到外部24V供电，并提供LED指示。
当外部电压V1高于VZ1(30V)时，Z1电流流过，T3导通比较器T4A脚1为低电平，LED1灯灭，LED2灯亮。由外接蓄电池V2供电。当外界蓄电池电压降至21V时，比较器T4B的脚6电压低于脚52．5V基准，比较器T4B的脚7输出高电平，即比较器T4A脚3电压高于脚2电压，即脚1为高电平，此时LED1灯亮，LED2灯灭，由外部电源供电。
正常供电时外部电压V1通过光耦向T1提供基极电流，同时为外接蓄电池提供了一个电子开关。T4A的脚1为高电平，T2处于导通状态，光耦的光敏三极管的CE段被拉至低电平，控制继电器不工作此时LED1灯亮，LED2灯灭。
当外部电压V1低于21V时，比较器T4A脚3电压低于脚2的2．5V基准。脚1输出为低电平，T2截止，T1导通，继电器工作，LED1灯灭，LED2灯亮。
由于输入电压较低，而负载较重所以采用推挽式变换电路。因为推挽电路比半桥、全桥电路功率开关管承受的电压高一倍，推挽功率开关管的电流减小一倍，管子损耗小。
1．2 推挽变换器基本工作原理
推挽式逆变电路分共射极、共基极、共集电极三种类型。由于共射极电路变压器体积小，效率高，应用最广，所以采用共射极电路。
推挽电路如图2所示，S1、S2栅极加倒相的对称激励脉冲信号，激励电压UG1使S1导通，S2截止，则输入电源通过S1、NP1及变压器次级回路向负载供电。在这期间施加于截止管S2上的电压为2E。当激励信号消失时，两管均截止，每管承受的电压为E。同理，激励电压UG2使S2导通，S1截止，电源通过S2、NP2及变压器次级回路向负载供电。在这期间施加于截止管S1上的电压也为2E。当激励信号消失时，两管又都截止，每管承受的电压为E。在上述两个过程中，输出变压器T副边绕组的电压方向相反，输入直流电压变成了矩形波交流电压，完成了逆变任务。
2 设计内容和方法
2．1 功率开关管的选择和计算
功率开关管的选择主要是耐压和集电极电流等参数。
2．1．1 耐压的选择
功率场效应管漏源击穿电压BVDS随温度而变化，结温上升，耐压值也上升。而双极型晶体管相反，故选用功率场效应管。在实际选择功率开关管的耐压时，要考虑电压波动，干扰尖峰电压等影响，以防止二次击穿。
推挽电路功率开关管漏、源极间的电压应为二倍输入最高直流电压与干扰尖峰电压之和，即
其中：Emax=30V；
通常考虑干扰尖峰电压Ur为最高直流电压的(20～30)％，所以
Ur=6V～9V。
则Uds=2Emax+Ur=2×30+9≈69V
选用BVDSO≥69V的场效应管即可。
2．1．2 电流的选择
电流的选择决定于功率开关管的功耗和发热，所以通过开关管漏极最大电流应小于其极限参数IDM。漏极电流应根据负载要求的直流功率，导通的时间及效率来确定。在选择功率开关管时，电路中有些参数，如效率、导通时间、截止时间是未知的，对于未知量可以估算或假定。
推挽变换电路的电流为
式中：0．7～0．9为变压器效率，这里取0．8。
考虑功率开关管导通时间占空比，将计算的Idmax增大(10～30)％，最大值为25．53A，这里取IRFP150。
2．2 主变压器的设计
主变压器的设计是变换器中比较重要的一部分，主要是选取变压器铁心，计算绕组匝数，确定导线直径。
2．2．1 变压器铁心的选取
变压器由于工作在高频下，铁心损耗大，所以选用价格便宜、装配方便的铁氧体铁心。
在选择铁心结构时，应考虑铁心漏磁小，变压器绕制、维护方便，有利于散热等条件。在低电压大电流的变换器中，变压器绕组电流很大，导线粗不易绕制。这里采用EI型。
根据变压器次级功率确定铁心尺寸，根据变压器工作频率和效率选取铁心材料，两者综合确定铁心型号。
式中：Sc为铁心截面；
So为窗口截面；
Ps为变压器次级功率；
tON为脉冲宽度；
f为变换器工作频率；
B对于他激电路来说，为工作磁感强度，取
j为导线电流密度，一般为(2~4)A／mm2，取3．5A／mm2；
Ko为铜线在铁心窗口中的占空系数，一般为(0．2~0．5)取0．25；
Kc为铁心占空系数，铁氧体取1。
变压器次级功率与负载要求直流功率、整流滤波电路损耗功率的关系为
根据负载要求，计算出Ps，便求出ScSo的乘积，然后查阅标准铁心尺寸，分别确定Sc及So的值，再根据Sc确定铁心的具体尺寸，根据So确定窗口尺寸。
一个工作周期脉宽
半个工作周期脉宽
为了避免共同导通，最大脉宽必须小于8．35μs。设ts=1μs，tr=0．5μs
最大脉宽为tONmax=8.35-(1+0．5)=6．85μS
考虑损耗，取Ps=1．05Po，则
初选EI-50型铁氧体铁心，查得
铁心面积So=2.1609(cm2)；
窗口面积So=2．4690(cm2)；
两者乘积 ScSo=5．3353(cm4)；
实际铁心的ScSo(5．3353cm4)大于计算的3．39(cm4)，故可满足要求。
2．2．2 绕组匝数的计算
根据铁心截面确定原边绕组的匝数NP，然后根据Nn确定副边绕组匝数Ns。
根据他激式推挽电路可以得出
初级绕组匝数NP为
取Np=8匝。
次级绕组匝数N为
取Ns=57匝
式中：Usmax为变压器次级最高输出电压；
Upmin为变压器初级最低输入电压；
UF、Ur分别为整流元件及滤波扼流圈直流压降；
K1为考虑整流电路影响的增大系数，通常取1．1～1．2，这里取1．1；
K2为考虑变压器内阻压降及接线熔断器等压降影响的增大系数，通常取1．2左右。
2．3 整流元件计算与选择
2．3．1 整流元件选择
对于直流变换器来说，高频变压器副边接整流滤波电路，其作用是将高频矩形波电压变成脉动符合要求的直流电压。变换器中用的整流电路有中间抽头的全波整流电路和桥式整流电路，由于中间抽头全波整流电路只用两个二极管，与桥式电路相比，可以减少二极管的内压降，提高变换器的效率。所以在满足电压要求的情况下，多数采用中间抽头全波整流电路。
整流电路输出是断续直流，所以采用电感、电容滤波电路，将输出杂音电压降低到最低水平，以满足负载的要求。
由于变换器有滤波电路，所以通过整流管的电流要考虑电感电流的影响。因此，对不同的滤波电路，整流管的选择方法不同。
在双端逆变全波整流电路中，电感滤波有续流二极管的情况，必须考虑电感续流的影响，同时还考虑死负载电流。所以通过整流管的电流，等于滤波电感电流的最大值与死负载电流之和，简单起见，在滤波电感未确定前，通过整流管的电流按(1．1～1．2)Io考虑，这里取1．2Io即
1．2Io=1．2×3=3．6(A)
加在整流二极管上反峰值电压为变压器副边电压最大值的二倍，在考虑瞬间冲击电压的影响，需增加30％左右的富余量。在实际中，变压器输出电压不高(几伏或几十伏)时，大约按负载电压的(3．5～4)倍选择整流二极管的耐压。输出110V的电源常规要求最大输出电压为121V计算，这里选负载最大电压的4倍，即
4Uo=4×121=484(V)
为提高开关速度，减小关断损耗应尽量选择反向恢复电流小，反向恢复时间短的整流元件。
最后选高速快恢复二极管MUR16600。
2．4 控制电路的选择
控制电路通常根据设计要求选择典型电路。本文选择了SG525A双端输出驱动MOS功
