本文主要介绍通信系统中低电压大电流电源设计所面临的稳压、散热、输入噪声和成本等方面的问题，分析了多相技术、板上电源、同步整流和次级控制等新技术，给出了一种低电压大电流电源的设计实例。
1、引言
为了处理日益增加的、更为复杂的适时计算，当今的通信系统采用了大量的高功率计算IC，包括CPU、FGPA(Field Programmable Gate Array即现场可编程逻辑门阵列)和存储器。对计算速度增长的需要促使时钟频率和供电电流的相应增加，有些设备的供电电流已经超过100A。随着供电电流的增加，而供电电压却反而呈下降的趋势，这主要是因为计算设备此时可以用很好的线宽工艺来制造。此外，低电压、大电流对功耗是十分敏感的，所以对于电源设计者来说，需要采用更先进的新器件、新技术、新材料、新工艺来逐步减小开关电源的体积和重量，改善电气性能指标，提高工作可靠性，降低对电网的污染，消除对其它设备的干扰，增强智能化程度等是其基本发展方向。
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在当今的许多系统中，通信系统里线路板的成本是最昂贵的。故而尺寸的限制，加上低成本和新技术挑战的压力，使低压、大电流电源的设计成为通信系统设计中最难的任务之一。
2.1 稳压器的挑战
由于供电电压不断降低，已经达到1V，即使在电源干线上低到mV级的纹波，都可能给计算设备带来很大的影响。而大电流是产生电压纹波的主要根源，包括它在PCB板走线上，或在电源与CPU电源引脚间连接器上产生的10-50mV的电压降。当输出电压在l-1.5V范围内时，这种电压降就显得更为重要。因此，就必须在正向输出干线和输出回路(或负向输出)干线上进行电压采样。另外一个问题是现代的计算设备可以根据系统发出的命令不同而使供电电流瞬间改变，甚至高达20A。这样大幅度的负载变化，伴随着快速的电流转换速率使电压产生过冲。为了处理这些动态负载和减小输出电容，必须采用具有极其快速瞬态响应的电源。
2.2 散热的挑战
随着系统复杂性的增加，系统封装的密度也相应增大。散热成为系统硬件设计者必须面对的挑战之一。同时，对电压的稳定性要求苛刻的高性能的计算设备还要求对它供电的电源进行管理。因此，减小电源的功耗，排除PCB和功率器件上的过热点是非常重要的，这可以避免为已经很热的计算设备增加热量。
2.3 输入噪声的挑战
由于在许多通信子系统中，负载电源的分布总线通常使用3.3V，3.3V总线上的噪声必须减小，以确保从电源总线上获得功率的逻辑设备正确工作。由于在降压开关电源中输入电流存在波动，这就需要大量的输人电容或LC滤波器用以滤除输入噪声。这样的滤波电路通常会由于输出电流的增加或输人电压的降低而使体积和成本增加。
2.4 低成本要求的挑战
成品的电源模块，如“砖型模块”是非常昂贵的。此外，标淮电源模块对大多数应用而言，都远远超过实际所用电源的指标要求。因此，定制一种模块会花费时间和额外的费用，系统设计者应寻找其他节省成本的电源。
3、通信电源设计新技术
3.1 多相技术
为提高电流容量，传统的单相方案采用多个MOSFET并联，再用一个庞大的电感器滤波，这种方法一方面会导致在MOSFET上产生较大的开关损耗，且在电感器和MOSFET焊盘上引起电流堆积，影响PCB板的可靠性；另一方面，由于效率与开关频率都很低，必须使用大输出电感器，使瞬态响应变慢。多相拓扑结构基于现有的单相结构之上，能有效解决单相结构中较大的纹波电压和较慢的瞬态响应之间的矛盾，非常适合低电压大电流精密电源的设计。多相技术的主要优点：
纹波电流的消除使输人电容、输出电感和输出电容的体积及成本降低。
输人纹波电流的消除减少了输人噪声，这对于3.3V分布式总线的应用更具有吸引力。
可达到更快的负载瞬态响应。因为并联输出电感可以改善瞬态响应，比较小的等效电感可以提高输出电流的转换速率。
可获得更高的效率。这是由干多相技术有较
图1 两相PWM控制的DC/DC变换器的示意图
一般来说相对于普通的单相PWM控制，多相PWM控制DC/DC变换器增加了一个或多个变换器，而且每个变换器的相位相对有一定间隔，如上图的两相PWM控制变换器的两个变换器ON/OFF相对间隔为180°。工作中功率被平均分配到两个通道中，从而减小了各相承担的电流，避免了开关管、整流管、输出电感等器件过于疲劳，发热过于集中。并且由于通道之间交叉开闭，电流相互叠加，大大减少了输入、输出电流纹波，减小电磁干扰EMI。多相PWM控制使输入电流有效值减小，可提高效率。在有效瞬态响应模式下，相位是按时间分布的，所获得的电流斜率是所有相位斜率之和，因此可大大缩短调节时间(过渡时间)，提高电源的快速瞬态响应能力。
3.2 板载电源
在低电压大电流电源应用中，由于每个板上的电源额定功率可以根据实际消耗的
（1）更强的负载调节能力：板载电源不存在电源输出与负载之间的互联电阻和电感，可以获得更好的直流和瞬态调节效果。
（2）更高的效率：板载电源消除了电源连接器上的传导损耗，而且可以使用接地层和其它直流电源层传导直流电源，接地层和其它直流电源层的阻抗低于电源模块的阻抗，从而降低了PCB引线上的传导损耗，使电源具有更高的效率。
（3）更好的散热管理：对板载电源而言，整个系统电路板起到了散热器的作用，因此，热点位置的温度要比电源模块上的低得多，从而提高了系统的长期可靠性。
（4）更低的成本：板载电源的额定功率可以根据实际功率需要来确定，另外，它还节省了大电流连接器，在理想的瞬态调节能力下，仅使用单个或几个输出去耦电容，就能达到理想的性能要求，因此，与标准大功率电源模块相比，板载电源成本更低、体积更小。
3.3 同步整流和副边控制
在通信系统中，很多低电压大电流电源的输入引自背板的-48V电压，需要采用变压器耦合以实现电气隔离。这种电源的功率损耗主要来自次级整流器的传导损耗，使用同步整流技术可以大幅度降低次级整流器的传导损耗。需要注意的是，在某些工作条件下，自驱动同步整流技术还存在可靠性不太高的缺点，因此，在可靠性要求非常高的通信应用中，必须采用外部驱动技术。对变压器隔离电源而言，传统的稳压方式为初级控制方式，即输出电压的一部分(或全部)通过光耦合器传送给初级控制器，这种控制方式存在以下不足：一方面，使回路的带宽变得很窄(约为几kHz)；另一方面，使电源的负载瞬态响应变得很慢。采用次级PWM控制可以消除上述不足。实验证明，采用次级PWM控制，在250kHz开关频率下，环路带宽可以达到50kHz，同时，负载瞬态响应也得到了明显的改善。
4、当前研究热点
4.1 减小功率晶体管开关损失可以采取的措施
（1）回能吸收电路：是将缓冲电容上的储能返回电源或负载，或称为无损吸收电路。
（2）有源箱位：是将电容器上的储能，由功率晶体管操作，在所需时间加以利用。
（3）MOSFET与IGBT并联运行:利用了IGBT通态压降小、入们SFET关断速度快的优点组合成一个性能优良的等效开关器件，此方法可应用于各种电路。IGBT工作在软关断状态，但电路属硬开关性质，可用回能吸收电路减小MOSFET的关断损耗。由于其辅助电路简单，只要驱动脉冲配合好，不论在满载或空载，两管的工作都能自动适配，负载电流小时两管电流同时减小。MOSFE中没有过大的峰值电流，可靠性高。没有像零电压开通(ZVS)和零电流转移(ZCT)谐振电路所有的几乎是固定的对应于近于两倍额定负载分量的峰值电流。
（4）零电压开通(ZVS)和零电压转换(ZCT)：主开关管并联一个吸收电容器，减小关断损耗，相当于回能吸收电路；ZVS工作过程是先将电容电压放电到零，再开通主开关管。ZVT是指在主开关管两端并联一个谐振电感与辅助开关管串联通路，来实
现零电压开通的电路。（5）零电流关断(ZCS)和零电流转换(ZCT)：ZCS是指先将主开关管的电流减小到零，再关断主开关管;ZCT是指在主开关管两端并联一个谐振电容器、谐振电感与辅助开关管串联通路，来实现零电流关断的电路。
近年来学术界、科技界对零电压开通(ZVS)和零电压转换(ZCT)及零电流关断(ZCS)和零电流转换(ZCT)两项内容的多种电路做了大量研究，是目前的研究热点。
4.2 通信用开关电源的主要方案
大功率通信用整流器中的直流(DC/DC)变换器部分大多以脉宽调制(PWM)、移相桥为主。目前主要拓扑如下：
（1）双管正激和双正激变换器：后者常由两个双管正激组成，双管正激由于具有不会出现共态导通、不会出现不稳定的直流磁化、易从空载到满载运行、技术问题少、可靠性良好等优点而最早受到重视。但双正激要多用二极管、变压器、电感等器件。双正激变换器在功率不大时也可加以简化。
图
变压器T起隔离和变压作用，输出端的续流电感L0起能量的传输和传递作用，由于D1、D2的导通限制了两个调整管关断时所承受的电压，变压器初级无需再有复位绕组。D3是一个整流二极管，D4是一个续流二极管（其中D3、D4均要求选用恢复时间快的二极管）。输出滤波电容C0应选择低ESR（等效电阻）大容量的电感，从而有利于降低纹波电压。与单端正激相比，无需复位电路，有利于简化变压器的设计；对功率器件的耐压等级要求低；两个开关管工作状态一致，使得在大功率电源的设计中开关管的选择较容易。
双管正激变换器由于磁芯复位的需要，占空比必须小于50％，从而造成了在大功率场合，变压器次级的高压给高频整流二极管的选择较困难。通常的采用串联多个二极管来解决均压问题，但难以解决动态均压。而有两个双管正激变换器组成的双正激变换器能够较好的解决高频二极管的动态均压问题。
（2）半桥变换器电路与典型的双正激相比器件较少，也可以用两个半桥电路在输入侧串联，承受高输入电压，合用一个有两个初级绕组的变压器，组成复合半桥变换器，用于大功率。现在由于开关管的关断速度快了，共态导通问题容易解决。采用电流控制型芯片控制时的上下两管出现的不对称，也能妥善解决，可靠性能够保证，应用日见普遍。
图3 半桥DC/DC变换器电路拓扑
变压器起到隔离很传递能量的作用，工作时变压器原边承受的电压为输入电压的一半。由于两个MOS管是交替打开的，所以两组驱动脉冲的相位相差应大于180°，故存在一定死去时间。此电路减小了原边调整管的电压应力，是目前比较成熟和常见的电路。
以上方案采用PWM控制，容易实现负载在宽范围(例如含轻载和空载)内变化条件下可靠运行。
（3）移相全桥变换器：用移相控制来实现PWM原理调节输出电压，在不增加功率晶体管情况下就可实现ZVS具有相当高的效率。但基本电路在轻载和空载时，零电压转换有困难，可靠性降低。幸而大系统的通信电源负载电流变动较小，且多台并联运行，可调整运行台数，避免轻载运行。
图4 移相调宽桥式变换器主电路
移相调宽全桥变换电路实现了功率器件的零电压开通和准零电压关断，克服了硬开关模式所固有的缺陷，损耗降低，效率更高。实践表明容性开通和二极管反向恢复所产生的短促电流脉冲，幅值高，频谱宽，是干扰的主要来源。零电压开通模式消除了这个主要干扰源，使干扰电平大为降低。基于以上两个主要优点，移相全桥变换电路拓扑特别适宜做大功率的DC/DC变换器。
5、低压大电流电源设计实例
图5 带有软开关的同步整流的有源箝位正激变换器
图5是一个带有软开关技术、同步整流技术的有源箝位ZVS正激变换器拓扑，它不但输出电压低，而且最重要的特点就是最大限度的提高了电路的效率。它的工作输入电压为50V，输出电压5V，开关频率120KHz。变换器的原边主要有主开关管Q1和辅开关管Q2，它们可实现有源箝位的功能，副边的续流开关管Q4能够一直工作在ZVS条件下，不论与其串联的MOS管Q3是在零电压和零电流下打开还是在ZVS下关断，因而，最大程度的提高了电源的转换效率。
; 副边的磁放大器通过把变压器的励磁电流提供给副边，而确保主开关管Q1实现ZVS工作状态，并且允许同步整流管Q3在ZCS条件下开通，因而可以进一步提高电路的工作效率。和一个标准的带有同步整流的有源箝位正激变换器（ACFC）相比，上述电路多了一个磁放大器，而正是磁放大器抑制了di/dt，并且减小了二极管D3的反向恢复损耗。变压器可以通过箝位电容Cc1 复位，而有源箝位MOS管Q2通过门极触发脉冲比Q1的前后短延时来开关，起到了对Q1工作的互补作用。通过调整4个MOS管门极触发脉冲的时延就可以实现同步整流软开关。在延时期间，副边MOS管的体二极管是导通的，因而，Q4的开通和关断是在零电压条件下，而Q3是开通在ZVS/ZCS，关断在ZVS条件下。当然为了减小体二极管的导通损耗和反向恢复损耗，整个变换器的频率相对来说较低，只有120KHz。
6、展望
从目前来看，利用板载电源的设计技术和多相工作技术可以满足通信系统中所需要的低电压、大电流电源的要求。总之，它与传统方法相比降低了成本，并可以得到更好的性能。对于有隔
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