Doherty放大器可 以在很宽的动态范围内输出功率，并且具有很高的效率和卓越的线性度。Doherty放大器由载波放大器和峰值放大器组成，两者通过四分之一波长的传输线链 接在一起。载波放大器通常针对线性工作进行偏置(例如A类或AB类放大器)，而峰值放大器一般针对非线性工作进行偏置(例如C类放大器)。随着输入功率的 增加，峰值放大器逐渐导通，从而增强载波放大器输出的功率。如果设计正确，放大器的总功率将得到提升，而且具有更好的线性性能和效率。
随着功放设计师追求高效率和低相邻通道功率比(ACPR)，使用数字预失真(DPD)改善线性度正变得越来越流行。为了演示Doherty放大器的设计，本文将讨论利用AWR公司的Microwave Office电路设计软件完成的典型设计。设计的关键是如何正确地解决晶体管中的各种非线性问题。
这种放大器的设计和构建基础是恩智浦公司的晶体管技术。放大器的工作点和最优负载将用标准的拉负载技术确定。电磁(EM)仿真将 用于建模放大器版图的关键部分，其中，低阻抗输出匹配部分带宽非常宽，封闭式模型可能并不准确。需要特别指出的是，输出部分将用AWR公司的平面电磁仿真 器AXIEM进行仿真。虽然用于建模Doherty放大器的主要电路仿真器是谐波平衡软件，但本文还是会讨论到许多其他的仿真选择(包括电路包络仿真的使用)。
Doherty放大器可以为功率很重要的应用提供很高的功率附加效率(PAE)，比如蜂窝基站应 用。Doherty放大器最早是贝尔电话实验室的William H.Doherty于1936年发明的。这么多年来设计的细节已经发生了改变——包括其从真空管到作为有源器件的晶体管的演进——但基本概念一直没变。近年来Doherty放大器变得越来越流行，因为它们能够处理较大的峰均比信号，而这一点是无线应用中的典型要求。
图1显示了常见的Doherty放大器拓扑结构，其中的关键是两个并联的放大器。上面的放大器偏置在AB类状态下，而下面的放大器工作在C类。AB类放大器是设计作为线性放大器工作的，因此具有非常低的失真。遗憾的是，它的效率不高，理论上最大效率约为78.5%。
图1：这张简单的框图展示了Doherty放大器的拓扑结构。并联使用AB类和C类放大器可以提高功效。
注意，AB类放大器的效率要高于A类放大器，因为两个晶体管是并联使用的，并且偏置使得每个放大器导通50%的时间。B类偏置是AB类偏置状态的有限情况。 在AB类状态下，设置偏置是使晶体管导通具有稍微重叠的区域。这样可以最大限度地减小交越失真的问题——交越失真是一种晶体管导通所需非零压降导致的性能下降。
C类放大器用作电路中的峰值放大器。在C类放大器被偏置的条件下，只有当非零输入功率超过预定义的输入阈值时晶体管才会导通。因此C类放大器的效率 很高，但具有高度非线性特性。Doherty放大器的理念是在低功率时使用AB类放大器，在较高功率时C类放大器也提供输出功率。有意义的是，在较高功率 电平时这可以提高PAE。需要注意的是，电路包含两个在工作频率下四分一波长的匹配部分。这两个部分是必要的，因为放大器的输入阻抗一直在变化，在所有功 率电平范围内保持整个电路完美匹配非常重要。
本文所描述的Doherty放大器是基于恩智浦公司的晶体管实现的。图2显示了 Doherty放大器电路的高层次概念原理图和版图。从图中可以清楚地看到典型Doherty放大器的各个部分。举例来说，版图显示了AB类(图2上面) 和C类(图2下面)放大器。在预期的工作点馈线相差90度。
图2：左图是Doherty放大器的顶层原理图，右图是两个放大器的版图。
上述Doherty放大器是在Microwave Office软件的辅助下设计的，使用了针对这类电路的标准设计方法。这里运用了拉负载仿真来确定实际的输入输出负载——这是确定阻抗匹配网络的第一步。图3显示了一个典型的拉负载曲线图。
图3：这些拉负载仿真结果展示了恒定输出功率曲线(蓝色曲线)和PAE曲线(紫色曲线)。红色圆圈代表最大输出功率时的负载点;绿色方框代表最大功效时的负载点。
蓝色曲线是在输出负载变化时恒定输出功率曲线。紫色曲线绘出了给定输出负载条件下的PAE。当(归一化)负载位于红色圆圈时达到最大输出功率。当负载位于绿色方框时达到最大PAE。幸运的是，方框和圆圈位于基本相同的负载处，从2Ω到2.5Ω。输出匹配网络如图4所示。
图4：输出匹配网络最初是使用传输线模型设计的，如左边的原理图所示。生成的版图使用AWR公司的平面电磁仿真器AXIEM进行了仿真。
最初的Doherty放大器设计是用标准传输线模型创建的。然而，这些模型不足以提供低阻抗匹配网络所需的极端长宽比指标。由于线路变得非常宽，模型精度会降低。因此版图的仿真采用了非常适合平面版图的平面电磁仿真器AXIEM。
图4的右半部分显示了网格状的电磁版图。这个版图经过了颜色编码处理，以便显示各种形状的直流连接特性。需要着重指出的是，没有必要将放大器版图手动输出到 电磁放大器，而是可以使用AWR公司的电磁提取技术轻松地将电路版图的目标部分发送到电磁仿真中，端口可以在那里自动添加。仿真得到的S参数结果用在了放 大器原理图中而不是模型中，因此可以得到更精确的解决方案。
接着用AWR公司的谐波平衡仿真技术进行电路建模。图5显示了晶体管的直流偏置线以及组成Doherty放大器的AB类和C类放大器的动态负载线。紫色曲线是AB类放大器的动态负载线，而绿色曲线是C类放大器的负载线。
图5：上面是Doherty放大器的晶体管在不同电压(a,b,c)时的偏置线和动态负载线。紫色曲线是AB类放大器的，绿色曲线是C类放大器的。随着输入功率增加，C类放大器开始导通。
从 图中可以看到，输入功率从+26dBm增加到+40dBm;C类放大器导通，促使输出电平增加。(注意：负载线包括封装寄生效应，这正是有负电压与电流值 的原因。)图6显示了完整放大器的输出功率(蓝色曲线和左轴)和PAE(紫色曲线和右轴)。效率增加到约56%，这要比单独使用AB类放大器或C类放大器 高出约7%。
图6：这些曲线显示了Doherty放大器的输出功率(蓝色曲线和左轴)和PAE(紫色曲线和右轴)。
通 过校正系统中的各种非线性和失配还可以进一步提高放大器的性能。有几种方法可以做到这一点。本文介绍的方法对于使用数字预失真的现代移动编码方案特别管 用。这种技术可以增加放大器线性工作的范围，从而减小失真。该分析使用了AWR公司的Visual System Simulator(VSS)软件。
图7：这是VSS中建模的放大器的校正拓扑。输入功率用I/Q表格值进行校正，然后通过整合提供校正后的结果。
VSS使用放大器的非线性系统模型来判断整个系统的响应。建模方法是用未校正过的放大器仿真同相/正交(I/Q)值，然后在VSS仿真器内创建校正 表格，如图7所示。校正因子针对各种输入电压计算出，创建想要的输出。输入功率乘以校正过的I/Q表格值。一旦计算出表格，它们就可以编程进放大器的控制 电路。这些表格不需要改变，除非放大器的工作状态发生改变，这时才需要重新计算。
图8：这是完整的VSS系统，使用的是完全符合规范的LTE输入信号。
图 8显示了完整的系统级分析，其中使用了完全符合规范的测试信号。在该评估中使用了长期演进(LTE)蜂窝信号。图9展示了放大器性能的改善，由频谱中的三 个信道表明。校正过的信号(红色曲线)与未校正系统(蓝色曲线)相比，减小了本底噪声。图10显示了校正过的AM-AM和AM-PM曲线。从图中可以看出 显著的改进：校正过的放大器输出功率增加了3dB，而且几乎消除了AM-PM失真。
图9：Doherty放大器的输入信道用蓝色曲线表示。图中显示了未校正(紫色曲线)和校正过(红色曲线)的结果。本底噪声降低了20dB。
图10：这些图显示了未校正和校正过的放大器的AM-AM和AM-PM测量结果。相位失真通过校正改善了30度，而输出功率增加了3dB。
本例至此使用了谐波平衡建模作为电路仿真方法。不过AWR公司提供了第二种方法来仿真电路，即电路包络仿真。虽然简单高效，但谐波平衡技术有它自己 的缺点。特别是它不能建模存储效应，只能仿真稳态性能。在本例的VSS中执行的系统仿真使用的是基于放大器AM-AM和AM-PM特性的非线性行为模型。 它并没有考虑存储效应或电路级问题，比如偏置网络中的电流。
另一方面，包络仿真是一种电路级仿真方法，仿真时间要比谐波平衡长，但支持仿真存储效应。图11显示了一个可能结果类型的例子(这个例子中使用了英飞凌制造的功放)。红色(非线性特性)和绿色(包络仿真)曲线有少许差异。频率的少许偏移是存储效应的特性。
图11：这张曲线图显示了多载波系统的频谱。
橙色曲线是经过数字预失真校正过的放大器，结果表明有明显的改善。输入信号用蓝色表示，传统非线性特性模型用红色表示，包络仿真用绿色表示，数字预失真电路 用橙色表示。由于包络仿真是一种基于电路的仿真器，它也能显示电路中各个点随时间改变的电流和电压。
总之，使用诸如 AWR公司Microwave Office的商用化电路仿真器可以简化基于数字预失真的Doherty放大器的设计，特别是当将电磁仿真用作建模过程的一部分时。另外，数字预失真网络 是在VSS软件中创建的，这有助于放大器性能的改善(图9和图10)。正如文中提到的那样，设计这种放大器可以采用许多不同的仿真方法，也就是说，不同的 程序针对不同的工作条件和效应，而且仿真时间也可能不同。
