1 引言
近年来，随着现代无线通信技术的高速发展，微带天线以其重量轻、成本低、易集成等诸多优点，日益受到人们的青睐。但是微带天线带宽较窄，相对带宽一般只有1%~5%，因而在实际应用中受到了一定的限制。因此，如何展宽微带天线带宽具有十分重要的意义。THOMAS METZLER制作了一个5mm长，采用26个相似微带贴片谐振单元的行波串馈天线，在1.40~1.43GHz频带内，天线增益21.5dB，天线扫描角度2度。本文采用18个相似微带矩形贴片谐振单元行波串馈结构，在22.0-25.0GHz频带内实现宽带扫频特性，天线扫描角度20.8度。
2 天线设计
本文采用18个相似微带矩形贴片谐振单元结构，通过高阻线串联馈电，馈电结构简单，易于电路集成。单个矩形贴片谐振单元结构如图1所示。在天线设计时，有许多关键的设计参数，如馈线宽度W_feed、贴片宽度W_patch、馈线长度L_feed、贴片长度L_patch等，下面将对这些关键参数进行详细分析。
图1 矩形贴片谐振单元
2.1 天线宽频带设计——馈线宽度W_feed和贴片宽度W_patch
天线馈线宽度和贴片宽度比W_Ratio(=W_feed/W_patch)控制着馈线与贴片之间的耦合度。每个贴片单元可以看成是一个包含输入端和输出端的二端口网络，端口阻抗由带线的特征阻抗决定。增大馈线宽度和贴片宽度比W_Ratio，可以减小该谐振单元的Q值，从而增大天线带宽[3]。但是天线辐射效率几乎与贴片宽度成正比，增大馈线宽度和贴片宽度比W_Ratio，贴片宽度将相对减小，从而天线辐射效率也将随之减小。这样就需要对天线带宽与天线辐射效率之间有个权衡，来确定馈线宽度和贴片宽度比W_Ratio。
为了解决天线带宽和天线辐射效率之间的矛盾，本文采用了一种馈线宽度和贴片宽度比W_Ratio渐变的结构，如图2所示。多个W_Ratio逐渐减小的贴片单元串联级联在一起，构成贴片天线阵列。在靠近天线输入端，馈线宽度和贴片宽度比W_Ratio较大，有利于实现宽带匹配，展宽天线带宽。在靠近天线终端，馈线宽度和贴片宽度比W_Ratio较小，贴片宽度相对较大，有利于提高天线辐射效率。
图2 平面阵列天线结构示意图
2.2 天线频扫设计——馈线长度L_feed和贴片长度L_patch
微带贴片天线有两种类型的TEM传输线天线：
1)天线终端接匹配负载的行波天线;
2)天线终端为开路或短路的驻波天线。
行波天线一般为周期性结构，辐射可设计成从后射直到端射之间的任一方向，驻波天线通常为边射。在行波串馈贴片天线阵列中，随着单元数目的增多，损耗就越严重，后面贴片单元上的电流就很小，回波几乎没有，对于微带线阵即使不接匹配负载，也可组成行波阵(准行波阵)。另外，如果接匹配负载，负载肯定将消耗一部分能力，引起能量不必要的浪费，同时还增大天线发热量。
通过改变发射机频率而达到波束扫描的天线阵称为频率扫描天线阵列。在行波串馈线性阵列中，相邻两个辐射元激励相位逐个顺次滞后，两个相邻元间馈电相位差
其中L_space为相邻两个辐射元之间距离：L_space=L_feed+L_pactch;λg为基片波长。
当L_space一定时，改变频率，即改变λg，θfeed也随之改变，天线主波束的指向也就会改变，这就是频率扫描天线的基本概念。
两个相邻元间不但有馈电相位差θfeed，还有空间相位差
其中λ为空间波长，为辐射方向角。
当两个相邻元间总相位差
出现波束最大值，此时
当L_space<λg时，
2.3 天线仿真结果
本文利用Ansoft公司的HFSS软件对该阵列天线进行三维电磁仿真计算。基片采用Taconic公司的RF35A2介质基片，介电常数3.5，厚度0.508mm。经过优化设计,阵列天线三维增益方向图仿真结果如图3所示，E面(yoz面)方向图仿真结果如图4所示。
图3 天线三维增益方向图仿真结果(24GHz)
图4 天线E面(yoz面)方向图仿真结果
在频率从20.0GHz变化到25.0GHz时，主波束指向角从-40.2deg变化到-1.3deg，天线增益在15dB左右。
3 天线测试
3.1 测试环境
信号源Agilent E8257D激励矩形喇叭天线HD-220HA提供发射信号，将待测天线做为接收天线安装在暗室转台上，待测天线接频谱仪Agilent E4447A测量出接收信号功率电平大小，水平转动转台180度，绘制出待测天线功率电平方向图。
3.2 天线E面方向图测试
将待测天线E面方向平行于水平面方向安装在暗室转台上(如图5所示)，转台从-90度转动到+90度，选择若干频点测试出天线E面方向图(如图6所示)。
在频率22GHz、23GHz、24GHz、25GHz时，天线主波束方向均偏向馈电端，天线E面主波束方向偏离天线法线方向分别为-26.7deg、-18.8deg、-11.5deg、-5.9deg;E面半功率波束宽度分别为8.1deg、7.1deg、6.6deg、7.0deg;旁瓣抑制15dB。
图5 天线E面方向图测试照片
图6 天线E面方向图测试结果
3.3 天线H面方向图测试
在天线E面方向图测试完毕后，即可确定主波束偏角。在H面方向图测试前，调整待测天线俯仰角，使其最大波束指向对准喇叭天线。24GHz时天线主波束方向偏向馈电端11.5deg，调整天线仰角，使天线法线方向与水平面方向夹角为11.5deg，如图7所示，测试出此时H面方向图如图8所示。
图7 天线H面方向图测试照片
天线H面最大功率方向平行于天线法线方向，H面半功率波束宽度67.4deg。
图8 天线H面方向图测试结果(24GHz)
3.4 天线输入回波损耗测试
采用矢量网络分析仪Agilent E8363C测量出天线输入回波损耗S11如图9所示。
图9 天线输入回波损耗测试结果
在22.0~25.0GHz频段内，天线输入回波损耗在10~22dB之间，典型值14dB。
4 结论
本文采用平面微带结构，设计并制作了一种行波串馈式的宽带频扫天线。22.0~25.0GHz这相对带宽13%的频段内，主波束偏角从-26.7deg变化到-5.9deg，输入回波损耗大于10dB，旁瓣抑制15dB。天线E面半功率波束宽度7deg，H面半功率波束宽度67deg。该结构阵列天线体积小，重量轻，频带宽，馈电简单，能和有源器件、电路集成为统一的组件，适合大规模生产，在微波和毫米波领域具有广阔的应用前景。
