设计人员在考虑无源器件时，他们想到的是电感电容的生产容限，一般为± 20% 或±10%。这在理论上是对的，但在实际应用中却不然。某一特定频率下，在一个陶瓷电容上加直流偏置电压或在电感上加载电流会改变这些元件的特性，故有“有源的无源器件(active passives)”之称。例如，一个10μF，0603，6.3V的电容在-30°C下直流偏置1.8V时测量值为4μF。一个3.3 μH的电感用在85°C的实际应用中时测量值为0.8 μH。
此外，元件生产商也越来越积极进取，有可能不断推出一些相当好的部件，以在尺寸价值比之大战中保持充足的竞争力。这类似于各种实际情况。比如，一部EPA(美国国家环保署)测试额定30Mpg(每加仑行驶英哩数)的汽车，实际驾驶中可能只有20mpg。这就意味着车主必需比预期的更频繁地去加油站。
这个例子可以延伸到便携式电源系统。系统中各个模块使用的每一个元件都对系统性能有着直接的影响。便携式电源系统的关键性能指标包括电池寿命、解决方案的尺寸大小、系统资源易使用性等。例如，在便携式电源系统中，过于频繁的设备充电将使所谓的“便携式”失去意义。
系统设计人员在这些关键性能指标的实现方面已迈出了第一步，即选择开关调节器来为不同的系统模块供电。下一步是确保选定的开关调节器工作在最大效率之下。开关调节器的关键性能指标有效率、精度和输出电压容限(包括瞬态响应、电压纹波、解决方案尺寸大小等)。为了满足这些性能指标，开关IC必须与外部元件协调工作。
开关调节器的外部元件一般包括一个电感、一个输入电容和一个输出电容。正如任何游戏的成功依赖于团队的齐心协作，外部元件和开关也必须互相配合、协调工作以满足直流-直流转换器解决方案预期的性能指标。
在设计开关调节器时，对电感值及输入输出电容值的一系列补偿进行了优化。该部件的输出电流能力也取决于诸多因素，其中之一是电感值。
本文介绍了电容电感易到影响的一些参数，论述了系统设计人员必须了解的知识，并阐释了何时需要为便携式电源系统的最小但最高效的解决方案选择外部元件。
选择电容
先让我们看看陶瓷电容。这种电容由于尺寸、成本和性能方面的优势成为便携式应用产品的理想选择，也因开关频率下的等效串联电阻(ESR)和等效阻抗很低而非常适合于高频应用。低ESR使输出电压纹波被减至最小，低阻抗产生出色的滤波特性。而Y5V类电介质电容的温度系数很差，85 ?C时可能下降80%，一般不建议用于便携式应用，故本节重点讨论X5R/X7R电容。
图1显示了10μF，6.3V，X5R陶瓷电容外壳尺寸的变化历史。外壳尺寸较小的主要好处在于节省开关的占位面积，降低总体解决方案的高度。目前，主流移动电话生产商在电话中使用的元件之高度最大限值为1.2mm。随着电话模型越来越纤巧，这个限值将进一步减小。现在的陶瓷电容已能够很好地满足这些要求。
那么，系统设计人员还需要了解除陶瓷电容之外的东西吗?绝对需要!例如，在选择陶瓷电容的电容值及其外壳尺寸之余，必须考虑到它的直流偏置效应。电容选择不正确可能对系统的稳定性造成严重破坏。直流偏置效应通常出现在铁电电介质(2类)电容中，如X5R、X7R、及Y5V类电容。
陶瓷电容的基本计算公式如下：
C=K×[(S×n)/t]
这里，C=电容量，K=介电常数，n=介电层层数，S=电极面积，t=介电层厚度
影响直流偏置的因子有K、介电层厚度、额定电压的比例因子，以及材料的晶粒度。电容上的电场使内部分子结构产生“极化”，引起K常数的暂时改变，不幸的是，是变小。电容的外壳尺寸越小，由直流偏置引起的电容量降量百分比就越大。若外壳尺寸一定，则直流偏置电压越大，电容量降量百分比也越大。系统设计人员为节省空间用0603电容代替0805电容时，必须相当谨慎――除非用预定类型的电容对转换器进行了测试。规格说明书中推荐的是0603电容。
图2所示为在某典型便携式应用产品的使用环境温度范围内，直流偏置对几种不同电容的影响。查看图中的直流偏置特性，可看到，厂商A生产的10μF，6.3V 0603电容在1.8V 直流偏置及-30°C下的电容量值为5.75μF。需注意电容器和电容量之间的区别。电容量是从应用的角度看到的电容的实际值。厂商C生产的相同电容器在同样条件下的电容量值为3.5μF。事实上，厂商A的4.7μF电容差不多与厂商C的10μF电容一样好。
因此，请记住应该向厂商索取在应用的预定直流偏置电压下的电容值曲线。例如，采用2.5V输出电压时，系统设计人员必须查看2.5V时的直流偏置。使开关稳定性最好的最小电容值可在开关的规格说明书中查到。在确定用于便携式电源解决方案材料清单(BOM)的电容双重来源时，厂商间的差异也必须考虑到。
上述决策不应该留给采购人员，除非他们能给出很好的建议。电容器生产商往往喜欢出示单独的曲线，如电容量随温度的变化曲线，另一条是电容量随直流偏置的变化曲线。不过，他们不会同时给出两条，但实际应用恰恰需要两条。应该记住向生产厂商索要系统最常用电压的综合曲线。
例如，基带内核微处理器的常用电压有1.3V、1.5V和1.8V。I/O和硬盘驱动器使用1.8V、2.5V或3.3V。RF功率放大器电源的输出电压范围为0.8 到3.4V。
选择输入电容时，必须考虑到输入电压范围。对锂离子电池而言，这个范围为3 到 4.3V，当插入充电器时，可高达5.5V。
从系统的角度来看，阻抗/ESR与频率的关系曲线也很重要。用于2MHz开关的电容可能并不适合于5MHz开关。开关设计中，电容的谐振频率是一关键规格参数。当开关频率接近输出电容的谐振频率时，输出电压纹波最小。
例如，4.7μF和10μF 0603电容的谐振频率范围都为2 到 3MHz。但1μF 0603电容的谐振频率在6MHz左右，1μF 0402电容的近10MHz。工作频率高于谐振频率时，阻抗实际上是电感性的。如果没有正确的补偿，将产生稳定性问题，且开关的纹波增加。最后但并非不重要的是，陶瓷电容的生产容限是在1 kHz频率、1V rms或0.5V rms电压下规定/测试的，但实际应用的条件差异非常大。在较低的rms电压下，电容额定值要小得多。对一个典型的开关，纹波电压范围为5到30mV。
选择电感
为便携式电源应用选择电感，需要考虑的最重要的三点是：尺寸大小、尺寸大小，第三还是尺寸大小。移动电话的电路板面积十分紧俏珍贵，随着MP3 播放器、电视和视频等各种功能被增加到电话中时，尤其如此。功能增加也将增加电池的电流消耗量。因此，以前一直由线性调节器供电或直接连接到电池上的模块需要效率更高的解决方案。实现更高效率解决方案的第一步是采用磁性降压转换器。正如其名称所暗示的，这时需要一个电感。
电感的主要规格除尺寸大小外，还有开关频率下的电感值、线圈的直流阻抗(DCR)、额定饱和电流、额定rms电流、交流阻抗(ESR)以及Q因子。根据应用的不同，电感类型的选择――屏蔽式或非屏蔽式――也是很重要的。
类似于电容中的直流偏置，厂商A的2.2μH电感可能与厂商B的完全不同。在相关温度范围内电感值与直流电流的关系是一条非常重要的曲线，必需向厂商索取。在这条曲线上可以查到额定饱和电流(ISAT)。ISAT一般定义为电感值降量为额定值的30%时的直流电流。某些电感生产商没有规定ISAT。他们可能之给出了温度高于环境温度40 ?C时的直流电流。
DCR引起传导损耗，在输出电流较高时影响效率。ESR随工作频率的提高而增加，在输出电流较小时影响占主导地位的开关损耗。ESR与Q因子成正比。相同频率下，低ESR电感的Q因子更高。在电感满足所有其它规格时，为什么系统设计人员还应考虑ESR和Q因子呢?
当开关频率超过2MHz时，必需格外关注电感的交流损耗。规格说明书中列出比较的不同厂商的电感的ISAT和DCR在开关频率下可能有极为不同的交流阻抗，导致轻负载下显著的效率差异。这一点对提高便携式电源系统中电池的寿命至为重要，因为系统大部分的时间是处于睡眠、待机或低功率模式下的。
由于电感生产厂商很少提供ESR和Q因子信息，设计人员应该主动向他们索取。厂商给出的电感与电流关系也往往只限于25 ?C，故应该索取工作温度范围内的相关数据。最坏情况一般是85oC。
图3给出了各种电感的交流阻抗与频率的关系。考虑一个降压转换器的例子，其规格参数如下：FSW=2MHz，VIN=5.5V，L=2.2 μH，VOUT=1.5V，I=0 到600MA，ΔI=289MA (计算值)。
参见图3，2.2μH额定电感在低频下的DCR为0.2Ω，2MHz下的ESR为1Ω。电感引起的直流损耗和交流损耗可用下式计算：
DC损耗=I2×DCR
AC损耗=(dΔI2)/12×ESR
由上式可知，输出电流较高时，低频或直流损耗占主导地位;输出电流较低时，交流损耗占主导地位。ΔI是转换器的峰峰值纹波电流，在连续传导工作模式中，输出电流高和低时其幅度都一样。由数学计算可知，I=600MA时，电感总体损耗的91%是直流损耗;I=50mA时，电感总体损耗的93%是交流损耗。
图4a (ESR) 和 4b (Q)给出了厂商A(低 ESR，高Q值)和厂商B(高ESR，低Q值)的电感，还显示了采用这些电感(图4c) 的2MHz转换器的效率曲线。从这些数据判断，即使厂商A有较高的DCR，它也能在轻负载下提供更高的效率。
根据应用的不同，可以选择屏蔽式或非屏蔽式电感器。一般而言，屏蔽式电感用于那些必须满足严格的EMI规范的便携式应用。
最后但绝非不重要的是，按照生产方式的不同，有两类电感器。第一类是传统的绕线线圈式(Wire Wound coil)电感，另一类是较新式的芯片电感。芯片电感凭其尺寸和高度方面的优势使用正日益广泛。PCB装配时的安装速度也是芯片(多层)电感生产商大肆宣传的优点之一。在选择开关解决方案时，系统设计人员必须考虑到芯片电感的某些关键规格。电感和直流电流的关系随温度的变化是线圈式电感和芯片电感有显著不同的一个主要参数。图5显示了绕线线圈电感和芯片电感的横截面示意图。
从图6可看到，一般来说，线圈式电感的电感-直流电流及温度关系曲线在饱和电流之前很平坦。在饱和电流之后，则随电流变化出现急剧下降。典型地，ISAT在85oC 时比25 oC时要低10%到20%。
25 oC时，芯片电感有一个高于额定值的初始电感值。一旦电流增大，芯片电感就开始下降。因此，大多数情况下，额定ISAT的定义不适用于芯片电感。规定了温度上升的额定rms电流也决定了芯片电感的额定电流。电感值随温度下降，不随直流电流下降，是芯片电感的另一个特性。
关于实际的电感值，系统设计人员必须谨慎选择正确的电感，并按照规格说明书找到最小的电感值。电感选择不正确会影响到稳定性，引起次谐波振荡(sub-harmonic oscillations)，和/或降低开关的额定输出电流。与陶瓷电容的情况相同，设计人员应当主要关注实际工作情况中的电感值，而非额定电感值。
如何为磁性降压转换器选择电感的额定电流呢?如果电感的额定IRMS大于所需输出电流，最容易的方法是选择额定值大于或等于开关的最大电流限值的ISAT。不过，正如我们在芯片电感中看到的，我们必须搜寻满足稳定性和输出电流要求的最小电感值。选择较高值的芯片电感(比如用3.3μH代替2.2μH) 来满足电感要求是不可行的，因为对相同外壳尺寸的电感器，电感值越高，其下降就越剧烈。
此外，芯片电感厂商间存在着各种差异。例如，厂商A可能采用低渗透性材料，使电感值逐步改变。但这种方案需要更多的介电层。因此，较之采用高渗透率材料、下降更剧烈的厂商B，A将有更高的DCR，B的DCR较低。
本文的目的是给出一些能够用于实际情况的相关信息，也向系统设计人员和元件采购工程师介绍了在元件选择过程中，应该向元件生产商索取的必要数据。
